图 6-1 说明了使用图 7-1 的电路中 402Ω 固定反馈电阻器时小信号响应波形与增益之间的关系。THS4541 是基于电压反馈的 FDA，显示出随增益设置而变化的响应波形，这在很大程度上取决于环路增益交叉频率和交叉点处的相位裕度。该环路增益交叉频率是开环响应和噪声增益相交的位置（在此处环路增益下降为 1）。噪声增益是从输出返回到差分输入的分压器的倒数；在每个反馈路径上使用平衡分压器分压比。通常，噪声增益 (NG) 不等于提供来自源阻抗的输入匹配的设计的信号增益。NG 由 1 + Rf/（反相求和点至地的总阻抗）给出。通过使用在表 8-1 的增益扫描中计算的电阻器值，并重复该显示 NG 的扫描，可得到表 7-1，其中仅显示确切的 R 求解值。

NG 对于带宽和所有输出误差项（如直流失调电压和噪声）而言至关重要。对于低速器件，通常只考虑直流噪声增益。不过，对于环路增益交叉频率大于 300MHz 的 THS4541，反馈网络会为差分求和点产生一个寄生极点，从而导致噪声增益随频率增加。该极点导致的交叉频率低于在环路周围增加相移时的预期交叉频率。考虑图 7-5 中的反馈网络（单端），其中显示了 402Ω 反馈电阻器上的寄生 0.2pF 电容。THS4541 的 0.85pF 差分输入电容被转换为单端作为该单侧分析电路的 1.7pF 寄生电容（显示的 Rg 在图 7-1 为 Rg2）。

图 7-5 使用 402Ω 并匹配到 50Ω 源、增益为 2 的配置的反馈网络

图 7-5 中从 Vout 到 Vin 的响应波形有一个极点，然后出现一个零点。为了描述 NG，将图 7-5 中的 Vin 和 Vout 的拉普拉斯变换反转以提供方程式 1 的频率相关 NG 响应，其中首先出现一个零点，然后出现一个极点。

方程式 1.

零点位置是关键。使用图 7-5 中增益为 2 的值，估计 NG 中的零点为 588MHz。在电路板布局布线中，将差分或单端求和点的寄生电容限制在接地平面或电源平面上是至关重要的。

使用该反馈模型以及 THS4541 的开环增益和相位数据，可以绘制 Aol 和 NG 随频率变化的曲线，如图 7-6 所示，其中噪声增益的峰值将交点拉回到频率中。

图 7-6 图 7-1 中较低增益的 Aol 和噪声增益图

为了评估闭环带宽和峰值，必须从 THS4541 Aol 相位中减去噪声增益相位，以获得环路周围的总相位，如图 7-7 所示。

图 7-7 图 6-1 中三个较低增益的环路增益相位

通过图 7-6 和图 7-7，使用表 7-2，将这些交叉处的环路增益交叉频率和相位裕度制成表格，以说明图 6-1 的响应波形。

根据这些交叉（或 0dB 环路增益）频率，当相位裕度小于 65° 时，得到的 f_–3dB 的一个很好的近似值是将交叉频率乘以 1.6。理想情况下，环路增益交叉点处的 65° 相位裕度可提供平坦的巴特沃斯闭环响应。增益为 2 的设置的 59° 相位裕度说明了在 1.6 × 302MHz = 483MHz 条件下几乎平坦的响应，这是使用与测量的 500MHz SSBW 非常匹配的 f_–3dB 估算出的。

0.1V/V 衰减器设置中非常低的相位裕度说明了图 6-1 中的高峰值响应。如节 9.2.1 所示，可以使用反馈电容器和输入端的差分电容器轻松补偿该峰值。

通过在环路增益分析中考虑噪声增益零点，可知使用相对较低的反馈电阻器值和尽可能减小 THS4541 输入引脚上的布局寄生电容以降低该反馈极点的影响的重要性。TINA 模型很好地预测了这些问题（该模型包括 0.85pF 差分内部电容）；在仿真中的求和点上添加任何估算的外部寄生电容，以更准确地预测响应波形。